|
仪表放大器用于需要从大共模噪声或干扰中提取微弱差分信号的各种设备。但是，设计师常常会忽视仪表放大器内存在的潜在射频整流问题。放大器的共模抑制通常能大大减小仪表放大器输入端的共模噪声。但遗憾的是，射频整流仍然会发生，这是因为即使最好的仪表放大器在频率高于20kHz时实际上也不能抑制共模噪声。放大器的输入级可能会对强信号进行整流，然后以直流偏移误差的形式出现。一旦输入级对信号进行整流，仪表放大器输出端的低通滤波就无法消除这种误差。再说，如果射频干扰是间歇干扰，则测量误差就可能检测不出来。解决这一问题的最佳实用方案是利用差分低通滤波器在仪表放大器之前对射频信号进行衰减。差分低通滤波器必须尽可能多地消除输入线路中的射频能量，在每条输入线路与地（公用）之间保持交流信号的“平衡”，并在测量带宽内保持足够大的输入阻抗，以避免信号源增加负载。图1是各种各样的差分射频干扰（RFI）滤波器的基本方框图。
图1, 这一低通滤波器电路能防止仪表放大器中的射频整流误差。
元件值均是最新一代仪表放大器元件的典型值，如AD8221，其-3dB带宽典型值为1MHz，电压噪声电平典型值为7nV/ Hz。滤波器除了抑制RFI之外，还具有输入过载保护功能；电阻器R1A和R1B有助于将仪表放大器的输入电路与外部信号源隔离开来。图2示出了简化的RFI滤波电路。图2表明，滤波器组成一个其输出信号加在仪表放大器输入引脚上的电桥电路。由于这种连接方法的缘故，C1A/R1A和C1B/R1B两个时间常数之间的任何失配都会使桥路失去平衡，从而降低高频共模抑制功能。因此，电阻器R1A和R1B，电容器C1A和C1B，都应始终相等。电容器C2跨接在电桥的输出端，以便与C1A和C1B的串联组合有效地并联。这样连接的C2就能有效降低由失配引起的任何交流共模抑制误差，例如，使C2的电容量为C1的10倍，就能将C1A/R1A失配引起的共模抑制误差降低到二十分之一。要注意的是，该滤波器不影响直流共模抑制功能。
图2, 电容器C2旁路C1A/C1B，并能减小元件失配引起的交流共模抑制误差。
RFI滤波器有两种带宽，即差分带宽和共模带宽。差分带宽确定滤波器在电路两个输入端+IN和-IN加有差分信号时的频率响应。两个阻值相等的电阻器R1A和R1B之和以及差分电容，即与C1A和C1B串联组合并联的C2，确定了这一RC时间常数。该滤波器的-3dB差分带宽等于BWDIFF=[1/(2πR(2C2+C1))]。共模带宽确定在两个连接在一起的输入端和接地之间“看到”的共模射频信号。C2不影响共模射频信号的带宽，因为这一电容连接在两个输入端之间，有助于两个输入端保持相同的射频信号电平。因此，两个RC网络（R1A/C1A和R1B/C1B）的对地并联阻抗可确定共模带宽。-3dB共模带宽等于BWCM=1/(2πR1C1)。
使用图1所示电路，如果C2=0.01μF，则-3dB差分信号带宽约为1900Hz。当该电路增益为5时，其已测得的直流偏移在10Hz～20MHz频率范围内小于6μV（以输入端为基准）。当增益为1时，就不存在可测量的直流偏移漂移。有些仪表放大器要比另一些仪表放大器更容易发生射频整流现象，也许需要用一个更可靠的滤波器。输入级电流很小的微功耗仪表放大器，如AD627，就是一个范例。加大两个输入电阻器R1A / R1B的阻值、加大C2的电容值或者两者同时加大这种简便方法，能进一步使射频信号衰减，但却会减小信号带宽。选择RFI滤波器元件值的一些步骤如下：
1、确定两只串联电阻器的阻值，确保前面的电路足以驱动这一阻抗。这两只电阻器在其典型阻值为2~10kΩ时产生的噪声不应大于仪表放大器本身的噪声。使用两只2kΩ的电阻器，会增加8nV/ Hz的约翰逊噪声。使用4kΩ电阻器和使用10kΩ电阻器，会使约翰逊噪声分别增加到11nV/ Hz和18nV/ Hz。
2、选择合适的C2电容值，因为C2电容值决定滤波器的差分（信号）带宽。在不衰减输入信号的情况下，这一电容值要选得尽可能小。10倍于最高信号频率的差分带宽通常绰绰有余。
3、选择电容器C1A和C1B的电容值。这两只电容器的电容值决定共模带宽。为了获得较好的交流共模抑制性能，这两电容器的电容值应为C2电容值的10%或10%以下。共模带宽应始终小于增益为1时仪表放大器带宽的10%。
你应当使用一块两面都有地平面的印制电路板来制造RFI滤波器。所有元件引线应尽可能短。电阻器R1A和R1B可采用普通1%金属膜电阻器。但是，所有三只电容器都必须是Q值相当大的低损耗电容器。C1A和C1B必须是公差为±5%的电容器，以免电路的共模抑制性能下降。最好选用传统的5%镀银云母电容器、小型云母电容器或新型Panasonic±2%聚苯硫醚（PPS）薄膜电容器。 |
